第7步：应重复第3步至第5步，直至计算出满足所需纹波和瞬态规格的优秀阻尼滤波器设计。应注意，这些公式忽略了滤波器电感的直流串联电阻RDCR。对于较低的电源电流而言，该电阻可能非常大。它通过帮助抑制滤波器而改善了滤波器性能，增加了所需RFILT的同时也增加了滤波器阻抗。这两个效应都会极大地改善滤波器性能。因此，以LFILT中的少量功耗换来低噪声性能是很划算的，这样可以改善噪声性能。LFILT中的内核损耗还有助于衰减部分高频噪声。因此，高电流供电的铁磁芯是一个很好的选择。它们在电流能力相同的情况下尺寸更小、成本更低。当然，ADIsimPower具有滤波器电感电阻值以及两个电容的ESR值，可实现最高精度。
第8步：选择实际的元件来匹配计算值时，注意需对任意陶瓷电容进行降低额定值处理，以便将直流偏置纳入考量中！
如前文所述，图4给出了抑制滤波器的两种可行技术。如果未选择并联电阻，那么可以选择CD来抑制滤波器。这会增加一些成本，但相比其它任何技术它能提供最佳的滤波器性能。
五、使用RC阻尼网络的LC滤波器设计步骤（图4中的第2种技术）第1步：正如之前的拓扑，选择C1，使其等于没有输出滤波器时的情况。10 mV p-p至100 mV p-p是个不错的开始，具体取决于最终目标输出纹波。C1随后可通过公式8计算得出。C1在这个拓扑中可以采用比之前拓扑更小的数值，因为滤波器效率更高。
第2步：在之前的拓扑中，选择数值为0.5 μH至2.2 μH的电感。对于500 kHz至1200 kHz的转换器而言，1 μH是一个很好的数值。
第3步：与前文相同，C2可以从公式16中选择，但RFILT应设为较大的值，比如1 MΩ，因为不会安装该元件。无论C1是否有额外 的电容，它的值不变的原因是，为了提供良好的阻尼，RD会足够大，以至于CD不会过多地降低纹波。将C2设为C2、CBW和C1计算得出的最小值。此时回到第1步并调节C1上的纹波会很有用，这样计算得到的C2近似等于CBW和C1。
第4步：CD的值应当等于C1。理论上，使用更大的电容可以实现滤波器的更多抑制，但它不必要地增加了成本和尺寸，并且会降低转换器带宽。
第5步：RD可以通过公式17计算得出。FRES通过公式7计算得出，忽略CD。这是一个很好的近似，因为Rd通常足够大，从而CD几乎不影响滤波器谐振位置。
第6步：现在，CD和RD都已算出，可以使用带有串联电阻的陶瓷电容，或者选择带有大ESR的钽电容或类似电容来满足计算得出的规格。
第7步：选择实际的元件来匹配计算值时，注意需对任意陶瓷电容进行降低额定值处理，以便将直流偏置纳入考量中！
另一种滤波器技术是以铁氧体磁珠代替之前滤波器中的L。但是，这种方案有很多缺点，它限制了开关噪声滤波的有效性，而对开关纹波几乎没有好处。首先是饱和。铁氧体磁珠将在极低的偏置电流电平处饱和，这意味着铁氧体会比所有数据手册中零偏置曲线所表示的都要低得多。它可能依然需要抑制，因为它仍然是一个电感，因此会跟随输出电感谐振。但现在电感是一个变量，而且以大部分数据手册所能提供的极少量数据进行极差的特性化。由于这个原因，不建议使用铁氧体磁珠作为二级滤波器，但可以用在下游以进一步降低极高的频率噪声。
总结本文提供了多种开关电源输出滤波器技术。本文为每一个拓扑提供了逐步骤的设计过程，缩短猜测时间并减少滤波器设计中的检查。文中的公式都在一定程度上经过了简化，工程师可以通过了解二级输出滤波器可以达到的程度而实现快速设计。
