4.3.4.1 驱动电阻及保护稳压二极管：
图4 中，R85 R16 决定了开关管的开关速度，而开关管的开关速度会影响开关损耗和传导辐射。具体用多大驱动电阻可以通过测开关管波形来选择。反激电源驱动电阻选择需要同时满足开关损耗和电压尖峰要求，对于我们公司反击电源一般工作在DCM 模式，关断损耗远大于开通损耗，所以一般开通电阻R85 比关断电阻R16 大。在保证没有明显关断过冲的情况下，关断电阻越小越好。稳压二极管Z6 起保护MOS 管Q2 的作用，一般选择18V，（连接方法注意，稳压二极管阳极直接接mos 管S 极，而不是接地）。
对于40W 100K 的反激开关电源，其要求开关速度较快，一般将R85 R16 选择在10Ω左右，具体的数值可以通过实验来满足，在mos 发热量允许的情况下，可以将电阻加大，减小开关速度，以得到较好的EMI。
4.3.4.2 电流采样电阻及采样电流滤波电路：
图4 中R20、R21 为电流采样电阻，其阻值需要满足低压满载电流峰值时电阻上最大电压在0.5v-0.8v 之间。这个电压太低影响限功率保护效果，电压太高会影响电源动态。采样电流滤波电路有R121C8 组成，其RC 时间常数要小于开关周期的1/40，根据开关尖峰情况，一般时间常数取200ns-500ns（大于芯片内部前沿消隐电路延时）可以满足大部分开关电源要求。采样电阻最好使用贴片或无感电阻，小功率也可以使用金属膜电阻。
所以对于此电源，由于前面计算，Ipp=0.94A,所以电阻R20//R21 取到0.5Ω-0.85Ω。
4.3.4.3 过压保护原理：
图4 中 Z1 起到过压保护作用，当输出电压变高时，辅助供电绕组电压也升高，导致电容C2电压升高，当电压超过18V 时稳压二极管Z1 导通，输出功率开始受限，当电压超过19V 时芯片3 脚电压超过1V，芯片输出PWM 停止，输出电压被限制。
4.3.4.4 开关MOS 管：
图4 中Q2 为电源开关MOS 管，Mos 管作为开关其需要满足耐压和温升两个问题，初步选型是根据经验MOS 管耐压值可以取1.5*Uinmax，小功率电源开关MOS 电流可以取到2*Ipp。（Ipk 为初级电流峰值）。我们公司变压器一般工作在DCM 下，变压器初级电流计算可以按照伏伏秒积求Ipk=Uinmin*Tonmax/Lm，Uinmin 为输入最小母线电压，Tonmax 为MOS 最大开通时间，Lm 为初级电感量，开关MOS 电压应力有三部分组成：电源输入电压，反射电压，电压尖峰。反射电压：Vrd=（Vo Vf）*Np/Ns,其中Vo 为主反馈输出电压，Vf 为主反馈二极管导通压降，Np 为变压器初级匝数，Ns 为主反馈绕组匝数。尖峰电压取决与驱动电阻，工作电压，和输出功率以及RCD 吸收回路，所以减小mos 管电压应力的方法是加大RCD 吸收，加大驱动电阻，但是而之变化都会影响效率，调试时需要折中选择。
所以此电源选择900V2Amos 管即可，但是由于有时候为了减小mos 管发热量，同时成本增加不多的情况下，可以将mos’管电流选大一点。
4.4 RCD 吸收回路原理及设计：
本开关电源设计中，RCD 吸收回路由R161、R14、C7、D5、D6 组成。（详见图7）由于初级关键器件的的几个寄生参数（一次级间漏感、MOS 的输出电容、二次侧二极管的结电容等），当MOS 关断时，初级电流中耦合的部分转移到次级输出，但是漏感中的电流没有路径可回流，所以漏感能量会在MOS 管D 极形成高压击穿MOS 。
4.4.1 吸收回路设计：
RCD 吸收回路作用就是给变压器初级漏感一条路径回流，并吸收漏感的电流。RCD 吸收中，R 是根据变压器漏感Lr 储能来设计的，变压器漏感越大；R 需要消耗的能量（Er=Ipk2*Lr/2）越多；R的值就越低。线绕变压器漏抗储能在1~5%，估算出变压器漏磁储能功率；再算出变压器反激电压，就可以用欧姆定律求出阻值了。C 的选择比较宽范，只要RC 积大于10-20 倍周期就可以了，一般RC 积不超过1mS。所以；不会断电后放不完电。
这个值的选择只能估计，一般来讲 50 瓦三路输出100K 反激变压器漏感必须控制在2%以内，否则漏感损耗太大，设计或做工不合理，需要重新选择更大磁芯以减小漏感。
根据上面变压器的计算，可以得知反射电压UR=Vout1*n=5.8*39.5=230V,漏感功率 Pr=Er*fosc=Ipp^2*lr/2*fosc=1.2W
所以电阻选用2 只2W 的金属氧化膜电阻器串联。阻值Rr=Ur^2/Pr/2=22K.但是最终电阻电容选择取决于变压器设计的如何，最简单实用的方法就是测量吸收电容电压。对于RCD 吸收的几个器件，首先焊接一个计算值元件，然后再做调整，达到最好的要求。
●二极管选择：一般使用快恢复二极管，耐压值大于1.2*（Uinmax Vrcd）
●电容电阻选择RC,R*C>10Tsw~20Tsw
●电容电压波动小于10%
●电容值电阻值选择保证Vrcd 电压满足1.2*（Uinmax Vrcd）<Vd，如果Vrcd 电压太高，就减小R,如果Vrcd 太小，会影响效率，所以需要折中选择。
4.5 输出整流及滤波：
反激电源输出滤波由二极管和滤波电容以及假负载组成，电路如图8 所示。高电压大电流输出整流二极管需要加入RC 吸收二极管电压尖峰（图中R36 C43）。并接在二极管两端的阻容串联元件在二极管开通或关断过程中,电压发生突变时,通过电阻对电容的充电将明显减 缓电压变化率整流二极管加入RC 滤波以后，电压尖峰降低了，振铃震荡也抑制住了.选择合适的RC 对电源可靠性及EMI/EMC 很重要。
C 上的电压在初级MOS 开通后到稳态时的电压为Vo Ui/N，因为我们设计的RC 的时间参数远小于开关周期，可以认为在一个吸收周期内，RC 充放电能到稳态，所以每个开关周期，其吸收损耗的能量为：次级漏感尖峰能量 RC 稳态充放电能量，近似为RC 充放电能量=C*(Vo Ui/N)^2。但是C 取值也是无法精确计算的，根据经验值，一般R36 为2w 阻值在100Ω以内金属膜电阻。C43 一般为高压瓷片电容，选取10n 以内。
由于本电源功率较小频率100K，所以R36 可以使用10Ω，电容使用4 只1206 贴片1nf 高压瓷片电容。但是具体值的加大还是减小需要还是需要实际测量。取值办法一般使用先确定电容，再确定电阻。
在不同输入电压下，再验证参数是否合理，最终选取合适的参数。
4.5.1 整流二极管原理与设计
图8 中D12 是整流二极管。开关电源输出整流二极管需要满足温升和耐压值要求，解决温升一般原则是尽可能使用肖特基二极管，或者选用电流更大的二极管，另外整流二极管本身就是一热源要注意散热，不能放在发热元件附近。二极管耐压值选择一般要大于两倍的反激电压，如果加入RC 吸收电路来吸收二极管尖峰，可以选择耐压值大于1.5 倍反激电压的二极管。所以5V 可以选择40 伏肖特基二极管。
对以5V 来讲，其输出电流最大为6A，最大峰值为21A，所以二极管可以选择2045 两只并联,这样可以减小导通压降，降低损耗。
4.5.2 滤波电容原理与设计
图8 中C57、C75 为反激电源输出滤波电容，这些电容都是电解电容，电解电容ESR 比较大，所以主要考虑电容ESR 对输出电压纹波的影响。另外电解容量一般比较容易做大，所以一般不需要考虑容量对纹波的影响。
电解电容属于易老化器件，所以要考虑长期可靠工作需要满足工作电压低于80%额定电压。另外还要考虑电解电容温升，计算温升比较复杂，一般可靠的选取原则是电容电流Irms 不要超过电容规格书给定的的最大Irms。
对于5V 输出，其有效值前面已经计算Is1rms=9A,所以电容可以选用10v/2200uf （每只可以吸收1.3A 电流）7 只并联。然后由于纹波±150mV 要求，所以要求滤波电容的并联ESR 需要小于150mv/Isip=150mv/21A=7mΩ。7 只20℃电容并联电阻为：62m/7=8.8mΩ。但是实际工作过程中，电容温度会较高，所以电阻会低于8.8mΩ。基本可以满足要求。
4.5.3 假负载原理与设计
图8 中R59、R60 为假负载，其大小是由辅助绕组的供电决定，如果假负载太轻，那么电源输出空载时辅助绕组得不到足够供芯片UC3844 工作的能量，电源会打嗝。
另外适当加大假负载会提高电源动态和交叉调节能力。在调试电源中如果出现打嗝现象，可以加大假负载再调试。
此电源所有输出都应该加入假负载，尤其是±15V，如果假负载太轻，容易造成电压漂高。
5、电源保护电路
5.3.1 短路保护电路
1、在输出端短路的情况下，PWM 控制电路能够把输出电流限制在一个安全范围内，它可以用多种方法来实现限流电路，当功率限流在短路时不起作用时，只有另增设一部分电路。
2、短路保护电路通常有两种，下图是小功率短路保护电路，其原理简述如下：
当输出电路短路，输出电压消失，光耦OT1 不导通，UC3842①脚电压上升至5V 左右，R1 与R2 的分压超过TL431 基准，使之导通，UC3842⑦脚VCC 电位被拉低，IC 停止工作。UC3842 停止工作后①脚电位消失，TL431 不导通UC3842⑦脚电位上升，UC3842 重新启动，周而复始。当短路现象消失后，电路可以自动恢复成正常工作状态。
3、下图是中功率短路保护电路，其原理简述如下：
